采用外差探测和通断式调幅的连续波CO2激光测距机
采用外差探测和通断式调幅的连续波CO2激光测距机
调幅光束测距原理是测量调制信号的移动时间, 而不是脉冲信号的移动时间。 它包括采 用相关技术。 当噪声存在时, 为获得最佳探测, 调制函数应具有脉冲状的自相关函数。 这就一
是说调制信号具有 个较小的强信号相关范围, 在这个范围以外相关性应尽可能地低。
我们建造的测距机类似于文献[3]所述装置, 但在我们实验中, 采用了通断式调制 而不是嘴啾频率调制函数通断式调制优于咧 啾调制之点是: 可以透过50%的激光束功 率, 与所选择的调制周期无关, 而嘶啾调制由于具有固定的稠啾时间, 因而其效率与周 期成反比。
测距机的结构
1. 尤学装置
光学装置的原理图。 采用10%反射率的分束镜获得本机振荡光束, 此光束在探测器中与来自目标的光束混合。 分光镜 把90%的光束射入声光调制器。 在调制器中, 光束发生偏转。 光束没有被聚焦, 光束中没有 发生偏转的部分经吸收散热器排出。使已偏转光束通过,5厘米输出口径的7.5倍光束扩展器, 然后射入瞄准目标的扫描反射镜, 该反射镜由步进电动机驱动。
本机振荡光束穿过光阑射入透镜。 在该透镜的焦点处放置有口径为200微米的针孔。再由另一个透镜把来自针孔的光聚焦到探测器上, 其焦斑直径为150微米。 来自目标的信号光束 通过扫描反射镜反射到直径为5厘米、 焦距为25.4厘米的接收透镜上。 上述两束聚焦光束在 光束分离器中会合, 此光束分离器可透过85%的信号光束到探测器上。
连续波激光器的功率是15瓦(10.56微米、 TEM。o模、 马可尼航空电子设备公司制造) . 频率短期稳定度是1010分之一。 由千所采用的声光调制器的衍射效率为20%, 再加上各种光 学损耗, 因而测距机的输出光束的峰值功率为2瓦。最近研制的声光调制器的偏转效率可达80%左右。
本机利用电视摄象机获得目标区域的图象, 并由电子分划线精确地示出听瞄准的目标。
2. 电子装置概况
电子装置的结构如图2所示。 由移位寄存器和同步电路组成的电子线路产生周期性的最大长度移位寄存脉冲序列(以下简称MLC), 而同步电路为信号积分处理提供所需要的锁定。 MLC的最大选择长度是127位。 声光调制器由峰值功率10瓦、40兆赫振幅调制的载波驱动。调制信号从MLC发生器获得。
对于静止目标, 由探测器来的有用偏调 零差信号是振幅调制的40兆赫的载波。 用带宽为5兆赫的阻抗匹配电路作为探测器和第 一级低噪声前置放大器(输入阻抗50欧姆) 之间的阻抗变换器。 阻抗匹配对使前置放大 器噪声尽可能地小是极为重要的。 由于此电 路要与已给定的声光调制器的带宽限相匹 配, 因而选择5兆赫带宽。 探测器为零伏偏 压.
在包络检波信号之前, 选取60分贝的增益。 具有双极品体管的高频平方电路用于外 差信号的平方律包络检波。 其高频端的-3分贝点在265兆赫处。 经截止频率为5兆赫的低
通滤波器后进行检波后放大。 由此获得的信号送到数字积分器, 对许多个周期进行积分。 必须指出, 由千存在可能会完全掩盖二进码信号的噪声, 因而此积分技术应该适用于模拟信号。在进行信号处理阶段, 与待复原信号的二进码的特征是无关的。
积分完成以后, 把存储器中的存储信息输送到计算机中, 测定延时进而得出距离值。
3. 数字积分器
数字积分器的结构如图3所示。 使数字积分器在许多个周期内积分任意的、 周期性的模拟信号,它备有一个进行计算机控制测量接口电路,该积分器包含有晶体管-晶体管逻辑电路。周期信号的时间积分,是通过从按某种顺序排列的信号中抽取足够量的取样信号,并且在每个周期内都有同样数量的取样信号来进行的。因此,存储元件数至少必须等于每周期的取样数。积分过程是这样完成的;把该周期中处于恒定不变相对位置的取样值相加,并把中间结果存储在存储元件中。存储元件为具有1024个地址,每个地址具有16比特的随机存取存储器。
双极模拟数字转换器把模拟输入信号转换成8比特的数字。采用4个并联的积分器(每个积分器含有256个地址)获得了16兆赫的取样积分速率。实际上,积分是在16比特的加法电路中进行, ADC输出和现址存储信息都输入至此附加电路中。 电容 器使信号的直流部分断路, 以便防止由千存储器溢出引起的过早终止程序而使积分数受到严重限制。
积分参数、 积分的周期数、 溢出检波停止指令和取样速率可以由计算机或手工控制。 由 千互相关函数的计算采用快速傅里叶变换, 因而设定每个周期的可能取样数限制为2的整次 幕。 每周期的最大可选择取样数目是1024。 积分之后, 把随机存取存储器中的存储信息送到 计算机中.
通断式调制的信号处理
有几种类型的二进制序列, 它们都具有脉冲状的自相关函数。 尽管编码在原理上是二进 制的, 而实际上人们却把它作为有限带宽信号处理。 但自相关函数的脉冲状特征依然不变。 经很好取样的MLC的自相关函数有一个三角形峈。 因此, 具有相移的同一编码,其理想的互 相关函数(简称CCF) , 也具有同祥的形状。 测距就是测量三角顶点在时间轴上的位置。
MLC在一个周期中的通断次数是整数M, 且M= (ZN - 1) , 其中, N也是一个整数。在此 编码内的每个最小 , 通 ' 时间内(M个二进位序列中的一个二进位),必须最少有约3个取样, 以免编码特征受到严重损失。 由千采用整次幕的两点快速傅里叶变换程序进行互相关函数的 计算, 因而我们每周期就啊4 (M+l)个取样. 例如, 对一个127位MLC来说, 每周期选取 512个取 A生这样的取样量, 完成一次复杂的、 不连贯的快速傅里叶变换程序要花0. 7秒的时 间. 计算互相关函数, 由于要完成两次快速傅里叶变换, 因而要花1.5秒时间.
如果信噪比很高, 则可找出三角形的顶峰在时间轴的某个位置上. 通过确定峰顶的位置 就可计算出距离值。 粗略估算距离的原理是寻找出互相关函数的最高值, 而其取样位置数即 与目标距离成正比。
要注意的是, 由千调制的周期性, 因而存在着距离双值性。 在取样率为8兆赫, 每周期512个取祥,取样周期为64微秒的情况下,其距离的双值区为9600米。只使用发生峰值的取 样位置,我们就把时间分辨率限制到125亳微秒,则其距离分辨率就限制为18.75米。在互相
关函数的峰值处应用五点抛物线拟合可获得更精确的结杲。即用抛物线的最高点位置来确定距离。
由于互相关函数须用计算机确定,因而原码和所收到的时间位移码(通过外差信号的包检波获得)必须要适合千计算机程序。所接收到的时间位移码从数字积分器读入计算机存储器。在计算机程序中,使原码作如下近似:先把基本的递归生成公式用千MLC码而产生出
MLC。接着用每个周期4(M +1)个取样模拟该编码。然后使不同数值的相邻取样变换为把原码看成由较低值至较高值桉正弦曲线半个周期变化所计算出的值,则一个正弦函数周期就。
有四个取样。在这种情况下就得到对称的滤波。这种近似在匹配滤波检测"中虽然不是 最好的方法,但是在我们的实验中是满足要求的。新的取样值即可直接从相应取样位置的正弦函数计算出来。由千进行计算互相关函数总是要使用傅里叶频谱,因而在确定出取样倌后,
立即进行快速傅里叶变换并将其存储下来。
测距
测距采用周期性的127位MLC。每个周期为64微秒,每周期有512个取样。距离的双值 区为9600米。由千编码的有效最短通断时间约500亳微秒,因而8兆赫的取样频率就足够了。 这种限制是由于声光调制器中,激光束直径为亳米以及在铭调制器中声速为5500米/秒两者 的结果。
在测距中激光束的平均功率为1瓦。尽管光束全发散角为0.6亳弧度,我们没有研究过 光束的傍瓣状况,但是并没有发现傍瓣所引起的假信号。如果不作其它说明,测距时大气后 向散射和吸收率都是很低的。
由一个目标反射的理想互相关函数应该是一个三角形尖峰。此时,寻找出峰值的位置即可得出目标的距离。出线额外的相关尖峰有两个原因;即大气微粒的后向散射和测距机中的光学后向散射。
如果大气傲粒的后向散射非常强,使人能够观察到,它就会引起紧靠近的展宽尖峰。光 学后散射出现在零位,因而相关峰的一半是在 周期的开始,另一半在周期的末端。由于两种 后向散射信号可能大于目标的反射估号,所以我们在确定目标的距离之前必须采用检波后选通选定距离选通门限,切断选通距离以外的信号。由于内后向散射信号造成畸变,因而在约9150米处可能出线反向的多余尖峰。我们在CCF图形的纵轴上采用了峰峰自动计数。
由于反射信号强和积分时间长(400 亳秒),因而信噪比很大。图中的主尖峰左面 出现的尖峈是由在平方低通滤波的MLC节所谈及的畸变引起的。它的位置是左移7个编码。
CCF曲线开始处的水平线表示为选通状态。内后向散射产生的相关尖峰约比目标的大 二倍。在作图以前已将后向散射峰截去。积分时间是41毫秒。
这两个目标分别在4540米和4820 米,积分时间1秒。其CCF图示出了彼此分 立的尖峰,其中包括由于非线性畸变而产生 的尖峰.从“两回波于扰"一节的分析可以清楚地看到,当干扰作用较大时,这样的测 量方法可能会产生错误的结果.
已经用电子装置和测距机进行了试验, 试验结果与理论值完全一样。
光束首先射向5090米处的标,产生一个标准的单目标CCF(图ga)。 略微调整光束方向以后,在相同的位置处出 现一个新的尖峰,这个尖峰通常是由于畸变 引起的(图9b)。与前者距离相比,估计后 者的距离较原来的变动了17米。随后,再进 一步调整光束方向,在原来的监测位置处出 现一个主尖峰,其振幅是图ga中初始尖峰的6倍。
系统误差的产生见由千对相关尖峰进行抛物线拟合的结果(见“信号处理方式”一节)。由千这是一个近似方法,因而可以预料会出现距离误差。在此种情况下,距离误差具有 随着取样间隔周期变化的特性。测量系统的距离误差的方法如下:把载波调制器输出和驱动 声光调制器的功率放大器用同轴电缆连接起来,使电缆逐渐由短变长引入不同的附加延迟, 并使激光光束射向位千11.5公里处的强反光目标。图10示出测量的距离与电缆长度的相对关 系.图中直线具有0.75的理论斜率,结果发现误差最大为3米。
我们把标准的距离误差o作为积分时间的函数来进行测噩。图11示出分别位于1140和 1730米处的两个目标(树)的测量结果。作出0与积分时间平方根的函数关系图。积分时间 为1秒时,O可以小至0.5米。而积分时间小于10亳秒时,o是10米。可见,积分时间越短, 距离结果越不可靠,这是因为噪声尖蜂大千相关尖峈的可能性增大的结果.
结论
系统的特性与预计的情况定性地一致。然而,由于未知因素太多,因而没有对理论值和 实验值进行严格地比较。就汜该系统与采用脉冲压缩滤波接收机、其后是包络检波和积分的 周期性啸啾频率调制系统相比较而言,我们可得到下面的结论:采用通断式调制法,调制占空比达土50%J而采用啸啾调制,频宽比只有10%或更小。包络后检波积分还有一个优点: 即充许外差信号有较大的相位波动。在分别测量速度和距离(按此顺序)时,可使采用的测 距带宽达到最佳以便得到最大的信噪比。但是,值得注意的是,在同一激光系统中,这两种 调制方法都可以采用.
可以看出,由于MLC的特性使互相关函数有以下特性, 这也就是在某些目标上已发现 干扰效应, 从而导致完全错误的结果。 因而,必须进一步研究应用二进制编码(如: 二次余项和双质数码)的后果。
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